Dit artikel beschrijft het ontwerp van een low-drop 12.6V voeding voor de gloeidraden van een setje ECC8x-buizen. De gloeidraden van beide triodes van één buis zijn in serie geschakeld. De gelijkgerichte trafospanning is nauwelijks 13V dus het moet een ‘low-drop’ voeding zijn.
TL;DR
Er is een gestabiliseerde 12.6V voeding nodig om de gloeidraden van een gevoelige buizenversterker te voeden. De trafo levert ongeveer 13.3V. Met behulp van een P-channel MOSFET wordt een low-drop regelaar gerealiseerd. De uitgangsspanning wordt stabiel gehouden door een Op-Amp. Dit vereist maatregelen om het geheel stabiel te krijgen.
Uitgangspunten
Bij het ontwerp van deze voeding zijn de volgende uitgangspunten leidend geweest:
- Er is een trafo beschikbaar die 6.3V wisselspanning levert (effectieve waarde).
- De gloeidraden van de buizen moeten met een gestabiliseerde gelijkspanning gevoed worden om brom te voorkomen. Het betreft hier een audioversterker waarvan de ingang gevoelig is voor het ‘inkoppelen’ van brom.
- Om deze reden valt een schakelende voeding af.
- Er is 12.6V gelijkspanning nodig want de gloeidraden van de ECC8x-buizen waarvoor deze voeding is bedoeld, worden in serie geschakeld.
- De voeding moet ongeveer 1A kunnen leveren (7 buizen, elk ~150mA).
Uitdagingen
De 6.3V trafowikkeling levert na gelijkrichting en afvlakking in onbelaste toestand 8.8V op. (√2 x 6.3V). Met een ‘Spanningsverdubbelaar’ wordt dat twee keer zoveel dus 17.6V. Maar daar gaat ruim 1V af door de gelijkrichters (Schotky-diodes) zodat er ongeveer 16.5V overblijft. Dat lijkt genoeg voor een lineaire voeding die ruim 12V moet leveren. Echter, bij de aangegeven belasting treden er twee effecten op: er is spanningsverlies door de weerstand van de trafospoel (en een evt. filterspoel), en de afvlakcondensators lopen een beetje leeg tussen twee opeenvolgende pieken van de gelijkgerichte wisselspanning. Bij de gegeven trafo en een stevige Elco (10mF) blijkt de resulterende spanning in te zakken tot 13.3V.
Wanneer we met deze spanning een regelaar voeden die een gestabiliseerde 12.6V moet leveren, is er dus maar 0.7V verschil tussen uitgang en ingang van de regelaar.
Verschillende opties
Allereerst heb ik gezocht naar commercieel verkrijgbare lineaire regelaars:
- Een regelaar als de bekende LM317 blijkt niet te voldoen: deze kan weliswaar voldoende stroom leveren (max 1.5A) maar er is ruim meer dan 1V nodig tussen in- en uitgangsspanning.
- Er zijn allerlei ‘low-drop’-regelaars in de handel. Een blik op www.ti.com levert echter niet helemaal het gewenste resultaat op: de regelaars die meer dan 1A kunnen leveren (en enige reserve lijkt me verstandig) zijn allemaal van het type ‘fixed-output’ en niet ‘low drop’. Daarbij komt dat ‘fixed-output’-exemplaren geen 12.6V leveren. Maar dat kan evt. geregeld worden door bij een 12V versie een diode op te nemen in de GND-aansluiting.
Analog Devices www.analog.com biedt een beperkt aantal low-drop-types aan, maar die komen niet verder dan 300mA.
Soms zijn de specs niet helemaal consistent. National Semiconductor specificeert in de datasheet van de LM2940CT12 (die de vereiste 1A kan leveren) het volgende: dropout voltage = 0.5V en minimum input voltage = 13.6V. En dat bij een output voltage van 12V. Dat klinkt als een dropout voltage van 1.6V… Daarbij komt dat bij deze regelaar de output voltage kan variëren tussen 11.6 en 12.4V volt. Dat vind ik te onnauwkeurig. En aangezien dit een fixed output regelaar is, valt er weinig bij te regelen.
Wellicht bieden andere fabrikanten wel passende regelaars, maar daar heb ik niet verder naar gezocht. - De laatste – en meest interessante – optie is: zelf een regelaar ontwerpen en bouwen.
Low-drop principe
Regelaars zoals de LM317 of de 78xx-range hebben over het algemeen twee NPN-transistors in Darlington-configuratie aan de uitgang. Om die aan te kunnen sturen is minstens 1.2V nodig bovenop de uitgangsspanning. Zo’n configuratie is hier dus niet bruikbaar. Een enkele NPN-transistor in plaats van een Darlington vergt bij deze stroomsterktes nog steeds 0.6V plus nog minstens een paar tienden volt voor het circuit dat de uitgangstransistor aanstuurt.
Een low-drop-regelaar maakt daarom gebruik van een PNP-transistor of van een P-channel power MOSFET met een lage aan-weerstand. Ik heb in dit ontwerp gekozen voor een MOSFET omdat een powertransistor een aanzienlijke basisstroom vereist, wat dan weer een stevige driver vergt.
Simpele versie
Een MOSFET aangestuurd met een Op-Amp zou de volgende eenvoudige schakeling op kunnen leveren:
De Op-Amp meet de uitgangsspanning met de spanningsdeler R1 & R2||R3. Wanneer de gemeten spanning afwijkt van de referentiespanning Vref, regelt hij de gate-spanning van de MOSFET bij. De gekozen weerstandswaarden van de spanningsdeler zorgen voor precies 12.6V op de uitgang bij 5V referentiespanning.
Maar dit gaat niet werken: deze schakeling is niet stabiel en zal gaan oscilleren. Om te begrijpen hoe dat komt, is enig inzicht nodig in hoe een Op-Amp gestabiliseerd wordt en hoe een extra versterktrap roet in het eten gooit. Dat behandel ik ooit nog eens in een apart artikel.
De algemeen geldende oplossing werkt natuurlijk ook hier: reduceer de versterking van de power MOSFET met behulp van lokale terugkoppeling zodat de totale open-loop versterking minder wordt en de kantelfrequentie hoger.
Uitgangstrap met lokale terugkoppeling
De uitgangstrap gaat er dan zo uitzien:
De gate van de MOSFET wordt aangestuurd door de NPN-transistor die als emittervolger is geschakeld. De spanning over R1 wordt door de collectorstroom gekopieerd naar R2 en omdat die ruim 2x groter is dan R1 is de spanningszwaai over R2 ruim 2x groter dan de basisspanning.
Bij voldoende spanningsval over R2 zal de MOSFET gaan geleiden en stroom leveren aan Rload.
De spanning over Rload wordt via Rfb teruggekoppeld naar de emitter van de transistor. Omdat de emitter een laagohmig punt is (want de transistor is als emittervolger geschakeld), vindt hier stroomterugkoppeling plaats. Deze terugkoppelstroom ter grootte van (Uout-Ue)/Rfb vloeit uiteindelijk door R2 en zorgt zo voor een lagere gate-source-spanning. Hiermee is de terugkoppeling een feit. De closed-loop versterking wordt bepaald door de verhouding tussen de weerstanden Rfb en R1. Bij de gegeven waardes is de AC-versterking ongeveer 3 (voor berekening: zie hier).
Uit Spice-simulaties blijkt dat dankzij deze terugkoppeling het -3dB-kantelpunt is verschoven van ~3KHz naar ~80KHz. Tegelijk is de versterking afgenomen van ~60 naar ~3.
Om een gedefinieerde uitgangsspanning te krijgen, moet Ub goed ingesteld worden. Zodanig dat er zoveel stroom door R2 loopt dat de MOSFET voldoende gaat geleiden. Dat zou met een potmeter kunnen, maar een regellus met een Op-Amp werkt stukken beter: minder gevoelig voor temperatuurdrift, voor belastingvariaties en voor parameter-variaties. En een betere onderdrukking van rimpels op de ingangsspanning.
Wanneer deze versterkertrap achter een Op-Amp geschakeld wordt, moet die Op-Amp een dominante pool hebben die er voor zorgt dat de gezamenlijke versterking van Op-Amp en uitgangstrap ruim voor de 80KHz lager dan 1 (= 0dB) wordt.
Complete schakeling
Onderstaand schema toont de volledige voeding in de vorm van een LTSpice circuit.
Belasting
De belastingweerstand R1 = 12Ω. Zodat er ongeveer 1A uitgangsstroom gaat lopen. De condensator van 10nF is toegevoegd om te controleren of het systeem tegen een capacitieve belasting kan.
Gelijkrichter en afvlakking
Links is de gelijkrichter te zien die de 6.3V trafospanning (hier gemodelleerd door V1) gelijkricht en verdubbelt. De gelijkgerichte spanning komt op zowel C1 als C2 en wordt opgeteld tot de dubbele spanning.
Er worden Shottky diodes gebruikt omdat die een lagere doorlaatspanning hebben.
De gelijkrichter wordt gevolgd door het LC-filter L1 en C3. Dat levert een gelijkspanning op met een vrij lage rimpelspanning. De spoel heeft dan ook een vrij hoge waarde en zal een flink exemplaar worden want de weerstand mag niet te hoog worden want er gaat ongeveer 1 Ampere door heen lopen.
Uitgangstrap met terugkoppeling
De uitgangstrap is duidelijk te herkennen. Deze wordt aangestuurd door de Op-Amp. De Op-Amp meet de uitgangsspanning via de spanningsdeler R1 & R2||R3 en vergelijkt die met referentiespanning Vref = 5V. Wanneer de uitgangsspanning te laag is, wordt de uitgangsspanning van de Op-Amp hoger waardoor de uitgangstrap wordt uitgestuurd. Het terugkoppelpad is aangegeven in rood.
De referentiespanning is 5V. Dan kunnen we een kleine (TO92) 7805 gebruiken als referentie. In onbelaste toestand is diens uitgangsspanning op 5mV nauwkeurig.
Frequentiecompensatie
Om de hele schakeling stabiel te krijgen, moet de bandbreedte van de Op-Amp verkleind worden. Dat is de rol van C4. Deze zorgt voor een hoogfrequent terugkoppelpad, aangegeven in paars.
Voor hoge frequenties wordt de Op-Amp hiermee een unity-gain versterker. Hij houdt zijn uitgang op een constante DC-spanning die precies de waarde heeft die nodig is om te zorgen dat de uitgangsspanning van de uitgangstrap nauwkeurig de gewenste waarde heeft. De uitgangstrap is verantwoordelijk voor het wegwerken van HF-verstoringen.
Doordat de Op-Amp bij hogre frequenties geen bijdrage levert aan de versterking bepaalt de uitgangstrap de Open Loop Gain voor het frequentiegebied dat relevant is voor de stabiliteitsbepaling.
Latch-up preventie
De aansturing van de uitgangstrap door de Op-Amp gebeurt via een spanningsdeler. Die is vooral nodig om te voorkomen dat de basis van Q1 door de Op-Amp helemaal naar de plus van de voeding getrokken kan worden. In dat geval werkt de transistor niet meer normaal: hij zal nauwelijks collectorstroom door R6 laten lopen omdat er simpelweg geen ruimte meer overblijft voor spanning over R6. In plaats daarvan zal er een hoge basisstroom gaan lopen. De MOSFET zal niet gaan geleiden omdat er geen spanning staat over R6 en de uitgangsspanning blijft laag. De inverterende ingang van de Op-Amp blijft daardoor ook laag waardoor de uitgang van de Op-Amp hoog blijft. Dit is een vorm van ‘latch-up’. De keuze van de spanningsdeler R4 en R5 is daarom zodanig dat Q1 normaal blijft functioneren wanneer de uitgangsspanning van de Op-Amp naar de plus zou gaan. Het criterium is dat in die situatie er genoeg ruimte blijft voor de collectorspanning die nodig is om de MOSFET in geleiding te krijgen.
Resultaten
Met een prototype van deze schakeling is de goede werking aangetoond. Er is getest met een OP27 en met een 741. De MOSFET was een IRF5305. In plaats van een gelijkrichter + LC-filter is een lab-voeding gebruikt.
- De uitgangsspanning wijkt minder dan 50mV af van de gewenste spanning.
- De schakeling werkt nog met 30mV verschil tussen ingangs- en uitgangsspanning. Dat noem ik low-drop!
- Er is een minimale belasting nodig van ongeveer 3k om te voorkomen dat de uitgangstrap gaat oscilleren. Dat kunnen we inbouwen.
- Wanneer je de belasting ineens verhoogt zodat de uitgangsstroom stijgt van 1A naar 2A dan zakt de uitgangsspanning kortdurend in. Bij verlaging van de belasting is er kortdurende (10ms) oscillatie.
- Een capacitieve belasting van 10mF aan de uitgang is geen probleem.
Mogelijke aanpassingen/verbeteringen
Wat kan er anders of beter? Enkele ideeën:
- Voor een versterker met meer buizen is meer stroom nodig. Wat moeten we doen om deze voeding op te schalen?
- Niet alle buizen hebben twee gloeidraden die zomaar in serie geschakeld kunnen worden. Stel dat we een 6.3V voeding nodig hebben; wat moet er dan veranderd worden? In elk geval is er dan een Op-Amp nodig die op zo’n lage voedingsspanning kan werken.
Verwijzingen
- Een interessant artikel over low-drop regelaars waarin ook de stabiliteit wordt behandeld: https://www.analog.com/en/resources/analog-dialogue/articles/low-dropout-regulators.html
- Dit artikel gaat in het compenseren van een Op-Amp met een grote capacitieve belasting. De aanpak is vergelijkbaar met de hier beschreven methode:
https://www.allaboutcircuits.com/technical-articles/how-to-drive-large-capacitive-loads-op-amp-circuit/